模拟电路第四版课后答案

2.4.1电路如图题所示。（1）利用硅二极管恒压降模型求电路的ID和 Vo的值；（2）在室温（300K）的情况下，利用二极管的小信号模型求vo的变化范围。 解（1）求二极管的电流和电压

IDVDD2vD(1020.7)V8.6103A8.6mA 3R110VO2VD20.7V1.4V

（2）求vo的变化范围

图题2.4.1的小信号模型等效电路如图解所示，温度 T＝300 K。 rdVT26mV3.02 ID8.6mA当rd1=rd2=rd时，则

vOVDD2rd23.021V6mV

R2rd(100023.02)vO的变化范围为(VOvO)~(VOvO)，即～。

2.4.3二极管电路如图所示，试判断图中的二极管是导通还是截止，并求出AO两端电压VAO。设二极管是理想的。

解 图a：将D断开，以O点为电位参考点，D的阳极电位为－6 V，阴极电位为－12 V，故 D处于正向偏置而导通，VAO=–6 V。

图b：D的阳极电位为－15V，阴极电位为－12V，D对被反向偏置而截止，VAO＝－12V。 图c：对D1有阳极电位为 0V，阴极电位为－12 V，故D1导通，此后使D2的阴极电位为 0V，而其阳极为－15 V，故D2反偏截止，VAO=0 V。

图d：对D1有阳极电位为12 V，阴极电位为0 V，对D2有阳极电位为12 V，阴极电位为 －6V．故D2更易导通，此后使VA＝－6V；D1反偏而截止，故VAO＝－6V。

2.4.4 试判断图题 中二极管是导通还是截止，为什么 解 图a：将D断开，以“地”为电位参考点，这时有

VA10k15V1V

(14010)k2k5k10V15V3.5V

(182)k(255)k

VBD被反偏而截止。

图b：将D断开，以“地”为参考点，有

VA10k15V1V

(14010)k2k5k(10V)15V1.5V

(182)k(255)k

VBD被反偏而截止。

图c：将D断开，以“地”为参考点，有

VA10k15V1V

(14010)k2k5k20V15V0.5V

(182)k(255)k

VBD被正偏而导通。

2.4.7电路如图题所示，D1，D2为硅二极管，当 vi＝ 6 sinωtV时，试用恒压降模型和 折线模型（Vth＝ V，rD＝200Ω）分析输出电压 vo的波形。 解 （1）恒压降等效电路法

当0＜|Vi|＜时，D1、D2均截止，vo＝vi；当vi≥时；D1导通，D2截止，vo ＝

0. 7V；当vi≤时，D2导通，D1截止，vo＝－0．7V。vi与vo波形如图解2.4.7a所示。 （2）折线等效电路如图解2.4.7b所示，图中Vth＝0．5V，rD＝200Ω。当0＜|Vi|＜0．5 V时，D1，D 2均截止，vo=vi； vi≥0．5V时，D1导通，D2截止。vi≤－ V时，D2导通，D1 截止。因此，当vi≥0．5V时有

vOViVthrDVth

RrD

Vom(60.5)V2000.5V1.42V

(1000200)同理，vi≤－时，可求出类似结果。 vi与vo波形如图解2．4．7c所示。

2.4.8 二极管电路如图题 2．4．8a所示，设输入电压vI（t）波形如图 b所示，在 0＜t＜5ms的时间间隔内，试绘出vo（t）的波形，设二极管是理想的。 解 vI（t）＜6V时，D截止，vo（t）＝6V；vI（t）≥6V时，D导通

vO(t)vI(t)6V12006VvI(t)3V

(200200)2

2.4.13 电路如图题2．4．13所示，设二极管是理想的。（a）画出它的传输特性；（b）若输入电压vI =vi=20 sinωt V，试根据传输特性绘出一周期的输出电压 vo的波形。

解 （a）画传输特性

0＜vI＜12 V时，D1，D2均截止，vo＝vI； vI≥12 V时，D1导通，D2截止

vO12k6k2vI12VvI4V

(612)k(612)k3 －10V＜vI＜0时，D1，D2均截止，vo＝vI；

vI≤－10 V时，D2导通，D1 截止

vO12k6k210vI(10)VvI

(612)k(612)k33 传输特性如图解 2．4 13中 a所示。

（b）当vo＝vI=20 sinωt V时，vo波形如图解2．4．13b所示。

2.5.2 两只全同的稳压管组成的电路如图题2．5．2所示，假设它们的参数V2和正向特性的Vth、rD为已知。试绘出它的传输特性。

解 当| vI |＜（Vz＋Vth）时，Dzl、DZ2均截止，vo＝vI；

| vI |≥（Vz＋Vth）时，Dzl、DZ2均导通

vOvIVZVthrdVZVth

Rrd

传输特性如图解2．5．2所示。

第三章

3.1.1 测得某放大电路中BJT的三个电极A、B、C的对地电位分别为 VA＝－9 V，VB＝一6 V，Vc＝6．2 V，试分析A、B、C中哪个是基极b、发射极e、集电极c，并说明此BJT是NPN管还是PNP管。

解 由于锗BJT的|VBE|≈，硅BJT的|VBE|≈0．7V，已知用BJT的电极B的VB＝一6 V，电极C的Vc＝–6．2 V，电极A的VA＝－9 V，故电极A是集电极。又根据BJT工作在放大区时，必须保证发射结正偏、集电结反偏的条件可知，电极B是发射极，电极C是基极，且此BJT为PNP管。

3.2.1试分析图题3．2．1所示各电路对正弦交流信号有无放大作用。并简述理由。（设各电容的容抗可忽略）

解 图题3．2．la无放大作用。因Rb=0，一方面使发射结所加电压太高，易烧坏管子；另一方面使输人信号vi被短路。

图题3．2．1b有交流放大作用，电路偏置正常，且交流信号能够传输。 图题3．2．lc无交流放大作用，因电容Cbl隔断了基极的直流通路。

图题3．2．id无交流放大作用，因电源 Vcc的极性接反。

3.3.2 测量某硅BJT各电极对地的电压值如下，试判别管子工作在什么区域。 （a）VC＝6 V VB＝ V VE＝0 V （b）VC＝6 V VB＝2 V VE＝ V （c）VC＝6 V VB＝6V VE＝ V （d）VC＝6 V VB＝4V VE＝ V （。）VC＝ V VB＝4 V VE＝3. 4 V

解（a）放大区，因发射结正偏，集电结反偏。

（b）放大区，VBE＝（2—l．3）V＝0．7 V，VCB＝（6－2）V＝4 V，发射结正偏，集电结反偏。

（C）饱和区。 （d）截止区。

（e）饱和区。

3.3.5 设输出特性如图题 3．3．1所示的 BJT接成图题 3．所示的电路，具基极端上接VBB＝3．2 V与电阻Rb＝20 kΩ相串联，而 Vcc＝6 V，RC＝200Ω，求电路中的 IB、IC和 VCE的值，设 VBE＝0．7 V。 解 IBVBBVBE0.125mA

Rb 由题3．3．1已求得β＝200，故 ICIB2000.125mA25mA

VCEVCCICRC1V

3.3.6 图题3．3．6画出了某固定偏流放大电路中BJT的输出特性及交、直流负载线，试求： （1）电源电压VCC，静态电流IB、IC和管压降VCE的值；（2）电阻Rb、RC的值；（3）输出电压的最大不失真幅度；（4）要使该电路能不失真地放大，基极正弦电流的最大幅值是多少

解 （1）由图3．3．6可知，直流负载线与横坐标轴的交点即Vcc值的大小，故Vcc= 6 V。 由Q点的位置可知，IB ＝20µA，IC＝1 mA，VCE＝3 V。 （2）由基极回路得： RbVCC300k IBVCCVCE3k

IC由集－射极回路得 RC（3）求输出电压的最大不失真幅度

由交流负载线与输出特性的交点可知，在输人信号的正半周，输出电压vCE从3V到0．8V，变化范围为；在输入信号的负半周，输出电压vCE从3V到4．6V，变化范围为1．6V。综合起来考虑，输出电压的最大不失真幅度为1．6V。 （4）基极正弦电流的最大幅值是20 µA。

3.4.1 画出图题所示电路的小信号等效电路，设电路中各电容容抗均可忽略，并注意标出电压、电流的正方向。

解 图题3.4.1所示各电路的小信号等效电路如图解所示。

3.4.2单管放大电路如图题所示已知BJT的电流放大系数β＝50。（1）估算Q点； （2）画出简化 H参数小信号等效电路；（3）估算 BJT的朝人电阻 rbe；（4）如输出端接入 4 k

VVOΩ的电阻负载，计算AV及AVSO。 ViVS解（1）估算Q点

IBVCC40A ICIB2mA RbVCEVCCICRC4V

（2）简化的H参数小信号等效电路如图解3.4.2所示。 （3）求rbe

rbc200(1)26mV26mV200(150)863 IE2mA'VR0L(RC||RL)116 （4）AVrberbeViVVV00RiARb||rbe73 AVSiAVVVVRRRsRb||rbeVissis

3.4.5 在图题所示电路中设电容C1、C2、C3对交流信号可视为短路。（1）写出静态电流Ic及

、输人电或Ri．和输出电阻Ro的表达式；电压VCE的表达式；（2）写出电压增益A（3）若将V电容C3开路，对电路将会产生什么影响 解（1）Ic及VCE的表达式

ICIBVCC R1VCEVCCIC(R2R3)

、Ri．和Ro的表达式 （2）AV(R2||RL) AVrbeRiR1||rbe ROR2

（3）C3开路后，将使电压增益的大小增加

[(R2R3)||RL] AVrbe同时Ro也将增加，ROR2R3。

3.5.2 如图题所示的偏置电路中，热敏电阻Rt具有负温度系数、问能否起到稳定工作点的作用

解 图题3.5.2a所示电路能稳定Q点，过程如下：

TICRtVBEIBIC

图题3.5.2b所示电路不能稳定Q点，因为

T

ICRtVBEIBIC

VVo13.5.4 电路如图所示，设β＝100，试求：（1）Q点；（2）电压增益AV1和AV2o2；VsVs（3）输入电阻Ri；（4）输出电阻RO1和RO2、

解 （1）求Q点

VBRb2VCC4.3V

Rb1Rb2VBVBE1.8mA Re

ICIE

VCEVCCIC(RcRe)2.8V

IBIC18A

(2)求rbe及Ri

rberbb'(1)26mV1.66k IE

RiRb1||Rb2||[rbe(1)Re]8.2k

（3）

VVVRcRi0101AV1i0.79 rbe(1)ReRiRsVsViVsVVVReRi0202AV2i0.8 VVr(1)RRRVbeeissis

（4）求RO1和RO2、

RO1RC2k

R02Re||rbe(Rb1||Rb2||Rs)31

1

100，Rs0,RL。试3.6.3 共基极电路如图题所示。射极电路里接入一恒流源，设＝确定电路的电压增益、输入电阻和输出电阻。

解 rberbb'(1)其中 IE＝。

26mV2.8k IE(RC||RL)268 AVrbeRirbe28 1

R0Rc7.5k。

3.7.1某放大电路中AV的数幅频特性如图题3．7．1所示。（1）试求该电路的中频电压增益

|，上限频率fH，下限频率fL；|A（2）当输人信号的频率 f＝fL或 f＝fH时，该电路实际的VM电压增益是多少分贝

|＝1000，上限频率人fH＝108HZ，下 解 （1）由图题3．7．1可知，中频电压增益|AVM限频率fL＝10HZ。

（2）当f＝fL或 f＝fH时，实际的电压增益是57 dB。

3.7.3 一放大电路的增益函数为

2

A(s)10ss2101s•1(2106)

试绘出它的幅频响应的波特图，并求出中频增益、下限频率fL和上限频率fH以及增益下降到1时的频率。

解 对于实际频率而言，可用sj2f代人原增益传递函数表达式，得

10Aj2fj2f21011101

j2f10f(1j)(1j6)2106f106

由此式可知，中频增益|AM|＝10，f＝10 HZ，fH＝10HZ。其幅频响应的波特图如图解3.7.3

所示。增益下降到 1时的频率为 IHZ及 10 MHZ。

3.7.6一高频BJT，在Ic＝时，测出其低频H参数为：rbe＝Ω，βo＝50，特征频率fT＝100MHz，

Cbc3pF，试求混合型参数gm、rbe、rbb、Cbe。

gmIE157.69103S57.69mS re26mV

rb'egm866.7 rbe'rberb'e233.3

Cb'efgm92pF fT2MHz

2fT

3.7.8 电路如图3．5．1所示（射极偏置电路），设在它的输人端接一内阻 Rs= 5KΩ的信号源．电路参数为：Rb1= 33KΩ，Rb2＝22KΩ。Re＝3．9KΩ，Rc＝4．7KΩ，RL＝ 5．1KΩ， Ce＝ 50μF（与Re并联的电容器）． Vcc＝5V．IE≈，β0＝120，

rce＝300 KΩ，rbb50，fT=700 MHZ及Cbc1pF。 求：（1）输入电阻Ri;

（2）中频区电压增益|AVM| （3）上限频率fH。

解 （1）求Ri

rberbb'(1)26mV9.58k IERiRb1||Rb2||rbe5.55k

| （2）求中频电压增益|AVM因rceRc 故

|(Rc||RL)30. |AVMrbe（3）求上限频率fH

gmIE12.96mS

26mV9.47k

rb'egmCb'egm2.pF 2fT'CCb'e(1gmRL)Cb'e34.98pF

Rc//RL2.45k。 其中RLR(rbb'Rs||Rb)||rb'e2.65k

fH11.72MHz

2RC第四章

4.1.3 一个JFET的转移特性曲线如图题所示，试问： （1） 它是N沟道还是P沟道FET

（2） 它的夹断电压VP和饱和漏极电流IDSS各是多少

解 由图题4．1．3可见，它是N沟道JFET， 其VP＝–4 V，IDSS＝3 mA。

4.3.3一个MOSFET的转移特性如图题4．3．3所示（其中漏极电流iD的方向是它的实际方向）。试问：

（1）该管是耗尽型还是增强型 （2）是N沟道还是P沟道FET

（3）从这个转移特性上可求出该FET的夹断电压VP，还是开启电压VT其值等于多少

解 由图题 4.3.3可见，它是 P沟道增强型 MOSFET，其 VT＝－4 V。

增强型FET能否用自偏压的方法来设置静态工作点试说明理由。

解 由于增强型MOS管在vGS=0时，vD=0（无导电沟道），必须在|vGS|＞|VT| （VT为开启电压）时才有iD，因此，增强型的MOS管不能用自偏压的方法来设置静态工作点。

4.4.4已知电路参数如图题4．4．4所示，FET工作点上的互导gm＝1ms，设 rd>>Rd。（1） 画出小信号等效电路；（2）求电压增益Av；（3）求放大电路的输人电阻Ri。

解 （1）画小信号等效电路忽略rd，可画出图题4.4.4的小信号等效电路，如图解所示。 （2）求 Av

gRV110mdAV03.3 Vi1gmR1112（3）求Ri

RiRg3(Rg1||Rg2)2075k

4.5.1电路参数如图题所示。设FET的参数为gm＝，rd＝200kΩ；3AG29（T2）的β＝40，rbe＝1kΩ。试求放大电路的电压增益Av和输入电阻Ri。

 解（1）求AV由于 rd＞＞Rd，故rd可忽略，图题 4.5.1的小信号等效电路如图解 4 .所示。由图有

[r'(1)R] IRdIbbbeIrbb'(1)ReRd1(140)0.18I8.38I Ibbb1(IIgVI)9.38Idbbmgs

IbgmVgs9.38

gVV0mgsRIbR9.38IbR40IbR49.38IbR49.38IbgmVgs9.38R49.380.8Vgs9.3828.3Vgs

VV9.3V Vigs0gs8.3VVgs0A0. V9.3VVigs（2）求Ri

RiRg3(Rg1||Rg2)Rg35.1M

4.5.4 电路如图题 4 .所示，设FET的互导为gm，rd很大；BJT的电流放大系数为β，

输人电阻力rbe。试说明T1 、T2各属什么组态，求电路的电压增益Av、输人电阻Ri；及输出电阻Ro的表达式。

解（1）T1 、T2的组态

T1为源极输出器，T2为共射极电路。 （2）求Av

AV1gmrbe

1gmrbe

(Rc||RL) AV2rbe

AAgm(Rc||RL) AVV1V21gmrbe（3） 求Ri和Ro

RiRgRoRc

第五章

5.1.1在甲类、乙类和甲乙类放大电路中，放大管的导通角分别等于多少它们中哪一类放大电路效率最高

解 在输入正弦信号情况下，通过三极管的电流ic不出现截止状态（即导通角θ＝2π）的称为甲类；在正弦信号一个周期中，三极管只有半个周期导通（θ＝π）的称为乙类；导通时间大于半周而小于全周（π＜θ＜2π）的称为甲乙类。其中工作于乙类的放大电路效率最高，在双电源的互补对称电路中，理想情况下最高效率可达 78．5％。

5.2.2一双电源互补对称电路如图题5．2．2所示，设已知Vcc＝12 V，RL＝16Ω，vI为正弦波。求：（1）在BJT的饱和压降VCES可以忽略不计的条件下，负载上可能得到的最大输出功率Pom；（2）每个管子允许的管耗 PCM至少应为多少（3）每个管子的耐压 |V(BR)CEO|应大于多少 解 （1）输出功率

V2CC(12V)2Pom4.5W

2RL216（2）每管允许的管耗

PCM0.2POM0.20.45W0.9W

（3） 每管子的耐压

|V(BR)CEO|2VCC212V24V

o

5.2.4设电路如图题所示，管子在输人信号vI作用下，在一周期内T1和T2轮流导电约 180，电源电压 Vcc＝20 V，负载RL＝8Ω，试计算：

（1）在输人信号Vi＝10 V（有效值）时，电路的输出功率、管耗、直流电源供给的功率和效率；

（2）当输人信号vi的幅值为 Vim＝Vcc＝20 V时，电路的输出功率、管耗、直流电源供给的功率和效率。

解（l）Vi＝10 V时

Vim2Vi210V14V,AV1

VomAVVim14V

1V2cem1V2om1142输出功率 P0W12.25W

2RL2RL281VCCVomV2om12014142每管的管耗 PT1PT2()()W5.02W

RL483.144两管的管耗 PT2PT110.04W

电源供给的功率 PVP0PT12.2510.0422.29W 效率 P012.25100%100%54.96% PV22.29（2）VimVCC20V时，VomAVVimVCC20V

1V2CC1202P0W25W

2RL282V2CCV2CCPT2PT1()6.85W

RL4PVP0PT256.8531.85W

P025100%100%78.5% PV31.85

5.3.1一单电源互补对称功放电路如图题5．3．1所示，设vi为正弦波，RL＝8Ω，管子的饱和压降VCES可忽略不计。试求最大不失真输出功率Pom（不考虑交越失真）为9W时，电源电压Vcc至少应为多大

解 由

Pom则有

(VCC2)22RL(VCC)2 8RLVCC8RLPom889W24V

5.3.3一单电源互补对称电路如图题5．3．3所示，设T1 、T2的特性完全对称，vi为正弦波，Vcc＝12 V，RL＝8Ω。试回答下列问题：（1）静态时，电容C2两端电压应是多少调整哪个电阻能满足这一要求（2）动态时，若输出电压vo出现交越失真，应调整哪个电阻如何调整（3）若R1＝R2＝Ω，T1和T2的β＝40，|VBE|=0．7 V，PCM＝400 mw，假设 D1、D2、R2中任意一个开路，将会产生什么后果

解（1）静态时，C2两端电压应为Vc2＝Vcc/2 =6V，调整R1或R2可满足这一要求。 （2）若vo出现交越失真，可增大R2。

（3）若D1、D2或R2中有一个开路，则由于T1、T2的静态功耗为

PT1PT2IBVCE40VCC2|VBE|VCCR1R3212V20.7V12V1156mW2.2k2

即PT1PT1PCM，所以会烧坏功放管。

第六章

6.1.2电路如图题所示，所有BJT的β均很大，VBE＝，且T2、T3特性相同，电路参数如图。问：

（1）T2、T3和R组成什么电路在电路中起什么作用（2）电路中T1、Re1起电平移动作用，保证vi＝0时，vo＝0。求IREF、Ic3和Re1的值。

解（1）T2、T3和R组成镜像电流源电路，在电路中作为 BJT T1的恒流源负载，提高带负载能力。

（2）当vi＝0时，vo＝0

VREFVBE2(VEE)R

(120.712)V23.3mA1kIC3IREFRe1VIVBE(80.7)V313 IC3(23.3103)A6.2.2 双端输人、双端输出理想的差分式放大电路如图题所示。求解下列问题（1）

若vi1=1500μV。vi2=500μV，求差模输人电压vid，共模输入电压vic的值；（2）若AVD＝100，求差模输出电压vod；（3）当输入电压为vid时，若从 C2点输出，求 vc2与vid的相位关系；（4）若输出电压vo＝1000 vi1－999 vi2时，求电路的从AVD、Avc和 KCMR的值。 解（1）差模输人电压为

vidvi1vi21500V500V1000V

共模输人电压为

vic11(vi1vi2)(1500500)V1000V 22（2）AVD＝100，差模输出电压为

vodAVDvid1001000V100mV

（3）vc2与vid同相。

（4）vo1000vi1999vi2，求AVD、AVD和KCMR

voAVDvidAVCvic1AVD(vi1vi2)AVC(vi1vi2)

211(AVDAVC)vi1(AVDAVC)vi222所以

(AVD

1AVC)1000 21(AVDAVC)999

2AVD|999.5 AVC则 AVC1,AVD999.5,KCMR|

6.2.5电路如图题 .5所示，JFET的 gm＝2mS，rDS＝20 kΩ，求：（1）双端输出时的差模电压增益AVD＝（vo1-vo2）／vid的值；（2）电路改为单端输出时，AVD1、Avc1和KCMR的值。 解（1）差模电压增益

AVDvO1vO2

vid gm(Rd||rDS)2mS[6.67k]13.3 （2）单端输出时，差模电压增益

AVD11AVD6.67 2共模电压增益

AVC1gm(Rd||rDS)2103(6.67103)0.33

1gm(2Rs)12103(20103)AVD16.6720.2 AVC10.33共模抑制比

KCMR

6.2.7电路如图题所示，已知BJT的β1=β2=β3=50，rce=200 kΩ，VBE= V，试求单端输出时的差模电压增益AVD2、共模抑制比KCMR、差模输人电阻Rid和输出电阻Ro。 提示：AB两端的交流电阻

rAB3Re3r0rce31

r(R||R)Rbe312e3解 R2两端的电压为

VR2R23VEE(9)3.1V

R1R235.6

IE3VR2VBE33.10.7A2mA 3Re31.210

IE1IE21IE31mA 2VT1.53k IE1

rbe1200(11)

Vrbe3200(13)T0.86k

IE3R1||R21.95k

单端输出差模电压增益

AVD2(Rc2||RL)503.212

2[Rsrbe1(1)Re1]2[0.11.53(150)0.1]AB两端交流电阻为

3Re3501.2rABrorce3120010.861.951.2k3.2M rR||RRbe312e3单端输出的共模电压增益

AVc2(Rc2||RL)503.20.0005 32(1)ro2(150)3.210AVD21224000 AVC20.0005共模抑制比

KCMR差模输人电阻Rid2[Rsrbe1(1)Re]2[01.1.53510.1]k13.5k 输出电阻RoRc24.7k

6.2.9 电路如图题所示，设所有BJT的β＝20，rbe＝Ω，rce＝200KΩ，FET的gm＝4mS，其它参数如图所示。求：（1）两级放大电路的电压增益Av＝Av1·Av2；（2）Rid和Ro；（3）第一级单端输出时的差模电压增益 AVD1注：源极恒流源交流等效电阻为

vo1、共模电压增益Avc1和共模抑制比KCMR vid(Re5Rp3)rorce51

[R||(rR)]r(RR)3be6e6be5e5p3

解 （1）两级放大电路的电压增益

AVDAV1AV2Rc3'gmRL1r(1)Rp2be32 Rp1Rp2Rc3gmR||r(1)d1be322r(1)Rp2be32201245.12.5(120)0.2730（2）输入电阻RidR1||rgsR15.1M

输出电阻RoRc3Rc424k （3）第一级单端输出时的差模电压增益

1AVD1gmR'L12Rp1Rp21gmR||r(1)be3 d1222145.110.22

T1、T2源极恒流源交流等效电阻

(Re5Rp3)rorce51[R||(rR)]r(RR)3be6e6be5e5p3 208.52001k26k2.82.58.5第一级单端输出的共模电压增益

AVC1gmR'L145.10.96103

1gm(2ro)14226AVD110.210.6103 3AVC10.9610共模抑制比

KCMR 第七章

7.1.1在图题所示的各电路中，哪些元件组成了级间反馈通路它们所引人的反馈

是正反馈还是负反馈是直流反馈还是交流反馈（设各电路中电容的容抗对交流信号均可忽略）

解 图题中，由电阻R1、R2组成反馈通路，引人负反馈，交、直流反馈均有；b图中，由Re1且人负反馈，交、直流反馈均有，由Rf1、Rf2引人直流负反馈；c图中，由Rf、Re2引人负反馈，交、直流反馈均有；d图中，由R1、R2引人负反馈，交、直流反馈均有；e图中，由A2、R3引人负反馈，交、直流反馈均有；f图中，由R6引人负反馈，交、直流反馈均有。

7.1.2 试判断图题所示各电路的级间交流反馈的组态。 解 图题7.1.1a中，R2、R1引入电压并联负反馈； b图中，Re1引入电流串联负反馈； c图中，Rf、Re2引入电流并联负反馈； d图中，R2、R1引入电压串联负反馈； e图中，A2、R3引入电压并联负反馈； f图中，R6引入电流串联负反馈；

7.1.4 电路如图所示，（1）分别说明Rf1，Rf2引入的两路反馈的类型及各自的主要作用；（2）指出这两路反馈在影响该放大电路性能方面可能出现的矛盾是什么（3）为了消除上述可能出

现的矛盾，有人提出将Rf2断开，此方法是否可行为什么你认为怎样才能消除这个矛盾

解（1）Rf1在第一、三级间引入交、直流负反馈，此直流负反馈能稳定前三级的静态工作点，其交流反馈为电流串联负反馈，可稳定第三级的输出电流，同时提高整个放大电路的输人电阻；Rf2在第一、四级间引入交、直流负反馈，其中直流负反馈为T1；提供直流偏置，且稳定各级的静态工作点，而其交流反馈为电压并联负反馈，可稳定该电路的输出电压，即降低电路的输出电阻，另外也降低了整个电路的输人电阻。

（2）Rf1的引入使 Rif上升，而Rf2的引入使Rif下降，产生矛盾。

（3）不能断开Rf2，因Rf2是T1的偏置电阻，否则电路不能正常工作。消除上述矛盾的

4的两端并一容量足够大的电容器，去掉Rf2上的交流负反馈，这对输出电压的稳方法是在Re定不会有很大影响，因为T4是射极输出器。

很大。7.1.6设图题 所示电路中的开环增益A（1）指出所引反馈的类型；（2）写出

的表达式；输出电流I（3）说明该电路的功能。 o解（1）由R2、R3引入了电流并联负反馈。

（2）在深度负反馈条件下（因开环增益很大），由“虚短”、“虚断”可知

IVi vNvP0,IfiR1

IfR3 I0R2R3

R2R3V I0iR1R3已知R1R210k,R310,R2R3，则

ViVi I0R310(3) 此电路可视为压控电流源。

/X的表达式。 7.2.2某反馈放大电路的方框图如图题所示。试推导其闭环增益Xoi 解 设该放大电路的开环增益为AXXXA00102 AA1Xid1Xid1X011A2F2

XA0AFX11AF1AA12

1A2F2A1A2AAA1A1212F1A2F21F11AF22

|与开环电压增益|0.01,试绘出闭环电压增益|A7.3.2 负反馈放大电路的反馈系数|FVVFAVO之间的关系曲线。设AVO在1与1000之间变化。

解 依据式

AVFAVO |1AVO|FV|与AVO的关系曲线如图解7.3.2所示。 |0.01，可画出|A及|FVVF

6

7.3.7 一运放的开环增益为 10，其最低的转折频率为 5 Hz。若将该运放组成一同相放大电路，并使它的增益为100，问此时的带宽和增益－带宽积各为多少

6

解 因开环与闭环时的增益一带宽积相等，故增益一带宽积为A·BW≈A·fH＝5 ×10Hz，闭环时的带宽

BWfHFAfH5106Hz5104Hz50kHz

AF100

7.3.9 图题所示各电路中，哪些电路能稳定输出电压哪些电路能稳定输出电流哪些电路能提高输入电阻哪些电路能降低输出电阻 解 图题7.1.1所示各电路中： 稳定输出电压的有：a，d，e 稳定输出电流的有：b，c，f 提高输入电阻的有：b，d，f 降低输出电阻的有：a，d，e

7.4.4在图题7.1.1a、b、c、e所示各电路中，在深度负反馈的条件下，试近似计算它的闭环

增益。

解 图题7.1.1a中引人电压并联负反馈，在深度负反馈下，有iIiF故

vOiFR2R ARF2iIiIb图中引人电流串联负反馈在深度负反馈条件下，有vIvF故

iO AGFvIiO1 iORe1Re1c图中引人电流井联负反馈，在深度负反馈条件下有iIiF故

iOAIFiIRfRe2iO Re2Re2iORfRe2e图中引人电压井联负反馈，在深度负反馈条件下，有iIiF（流过R3的电流），故

vOi1R3R ARF3iIiI

7.5.1 设某集成运放的开环频率响应的表达式为

 AV(1j105ffH1)(1jffH2)(1jffH3)

其中fH1＝1MHz，fH2＝10MHz，fH3＝50MHz。

（1）画出它的波特图；

o

（2）若利用该运放组成一电阻性负反馈放大电路，并要求有45的相位相度，问此放大电路的最大环路增益为多少

（3）若用该运放组成一电压跟随器能否稳定地工作 解（1）画波特图

fff 由20lgAV10020lg120lg120lg1fff

H1H2H3

222arctgffH1arctgffH2arctgffH3

画出波特图，如图解7.5.1所示。

（2）求最大环路增益

由图解7.5.1可知，当相位裕度m＝45时

o20lg故最大环路增益为

1|82dB 20lg|AVFVF|20lg|A|20lg1(10082)dB18dB 20lg|AVMVVMFV|0dB，而现在（3）若用该运放组成电压跟随器，因Fv＝1，则要求20lg|AV|100dB．故电路不能正常工作。 20lg|AVM

第八章

8.1.1在同相输人加法电路如图题所示，求输出电压vo；当R1＝R2＝R3＝Rf时，vo＝

解 输出电压为

RfvO1RvP

3

式中 vPR2R2vS1vS2

R1R2R1R2

Rf1即vORR(R2vS1R1vS2) 1R312若R1R2R3Rf，则

vOvS1vS2

8.1.4 电路如图题所示，设运放是理想的，试求vO1、vO2及vO的值。 解 A1、A2组成电压跟随电路

vO1V13V,vO2V24V

A3组成加减电路。利用叠加原理。

当V3＝0，反相加法时，A3的输出电压为

v'OR3RvO13vO2R1R23030(3V)(4V)1V3030

当vO1＝0，vO2＝0，V3＝+3V时，A3的输出电压为

R3v''O1R||R12vPvP 

R530(V3)(3V)2V

R4R51530

30v''O12V6V

15与vo叠加得输出电压为 vovOv'Ov''O1V6V5V

8.1.7 图题为一增益线性调节运放电路，试推导该电路的电压增益AV式。

解 A1、A2是电压跟随器，有vO1vI1,vO2vI2 利用虚短和虚断概念，有

vo的表达

(vI1vI2)vO1vN3vN3RR21vO1vP3vP3vO4RR2 1RvO43vOR4vvP3N3将上述方程组联立求解，得

R2vO1R2vO2R1R3RVO，故

4vORR24

vI1vI2R1R3AV

8.1.11 电路如图题所示，A1、A2为理想运放，电容器C的初始电压vC(0)0V。（1）写出vo与vS1、vS2和vS3之间的关系式；（2）当电路中电阻R1＝R2＝R3＝R4＝R5＝R时，求输出电压vo的表达式。

解（1）A1组成差分式运算电路，A2组成积分电路。A1的输出电压为

vO1A2的输出电压为

R3R4R41vS2RvS1 RRR31121tvO1vS3dt 0CR5R6vO（2）当R1＝R2＝R3＝R4＝R5＝R时，

vO1vS2vS1

vO1tvS2vS1vS3dt 0RC

8.3.2 电路如图题所示，若电路中的BJT T1、T2、T3相互匹配，试求vo的表达式，说明此电路完成何种运算功能。

解 A1和A2组成对数运算电路，有

vO1VTlnvI1

IES1R1

vO2VTlnvI2

IES2R2 A3为反相加法运算电路，有

vI1vI2 vO3vO1vO2VTlnlnIRIES2R2ES11

A4为反对数运算电路，因此可得

vOIES3RfevO3/VTIES3RfvI1vI2IES1IES2R1R2

当IES1＝IES2＝IES3＝IES，R1＝R2＝Rf＝R时，有

vO1IESRvI1vI2

此电路完成乘法运算功能。

8.5.3 图题所示为一个一阶低通滤波器电路，试推导电路的传递函数，并求出其－3 dB截止角频率H。（A为理想运放）

解 这是一个一阶有源低通滤波电路。考虑到其通带电压增益AVF＝1，且电压跟随器的输入阻抗很高、输出阻抗很低，因此可得下列关系式

Vo(s)1sCR1sCVi(s)1Vi(s)

1sRC电路的传递函数为

A(s)Vo(s)Vi(s)11s

n式中，01称为特征角频率，也是-3dB截止角频率。 RC

8.5.4试画出下列传递函数的幅频响应曲线，并分别指出各传递函数表示哪一种（低通、高通、带通、带阻或全通）滤波电路：（提示：下面各式中S＝snjn）

(1)A(S)1S2S12

(2)A(S)1S2S2S132

S2(3)A(S)3 2S2S2S1S22S2(4)A(S)2

S2S2(5)A(S)2S 2S0.2S11S2S12解 （1）A(S)

jAn11nj2n11n)|1222

jAn

222n|A(当n时，（2）A(S)jn，得幅频特性如图8.5.4a所示。这是一个二阶低通滤波电路。

1S32S22S1

jAn1 2312j2nnn

jAn112n)|12232nn22

|A(当n时，jn，得幅频特性如图8.5.4b所示。这是一个三阶低通滤波电路。

S2（3）A(S)3

S2S22S1jnj A23n12j2nnn3

jAnn12n)|123232nn22n31n6

|A(当n时，jn，得幅频特性如图8.5.4c所示。这是一个三阶高通滤波电路。

S22S2(4)A(S)2

S2S22jnAn2n|A(当n时，(5)A(S)j2n 2j2n)|12，得幅频特性如图8.5.4d所示。这是全通滤波电路。

2jn2S 2S0.2S1jAnj21n2nj0.2n)|12

|A(当n时，jn，得幅频特性如图8.5.4e所示。这是一个三阶高通滤波电路。

8.5.11 设A为理想运放，试写出图题所示电路的传递函数，指出这是一个什么类型的滤波电路。

解 由图题8.5.11有

A(s)Vo(s)Vi(s)Rf1RfsCsCRf1sCRf

上式说明，这是一个一阶高通滤波电路。

第九章

9.2.1电路如图题所示，试用相位平衡条件判断哪个电路可能振荡，哪个不能，并简述理由。 解 图题所示电路不能振荡。用瞬时（变化）极性法分析可知，从T1栅极断开，加一“（＋）”

1/RC时信号，则从 T2射极输出为“（－）”，即a＝180。考虑到 RC串并联网络在＝0＝of＝0o，因此反馈回T1栅极的信号为“（－）”，即af360o，不满足相位平衡条件。

图题9.2.1b所示电路能振荡。当从运放同相端断开并加一“（＋）”信号，则vo为“（十）”，

oo1/RC时，f＝0o，经 RC串并联网络反馈到同相端的信号即a＝0或360。因在＝0＝也为“（＋）”，即有af＝0o或 360，满足相位平衡条件。

o

9.2.6 设运放A是理想的，试分析图题所示正弦波振荡电路：（1）为满足振荡条件， 试在图中用＋、－标出运放A的同相端和反相端；（2）为能起振，Rp和R2两个电阻之和应大于何值；（3）此电路的振荡频率f0＝（4）试证明稳定振荡时输出电压的峰值为

Vom3R1VZ

2RRP解（1）利用瞬时极性法分析可知，为满足相位平衡条件，运放A的输人端应为上“＋”下“－”。 （2）为能起振．要求AV1RPR23 ，即 R1RPR22R110.2k

（3）振荡频率

f01/(20.01F10610103)1591.5Hz

（4）求Vom表达式 当vB＝Vom时，有VNVP

1Vom 32VZVRPVom

3VNRP R1考虑到通过R1与Rp得电流相等，有

VRP得 VRPVomRP 3R1VZVom2RPVom 3R13整理得：

Vom3R1VZ

2R1RP

9.3.1电路如图题所示，试用相位平衡条件判断哪个能振荡，哪个不能，说明理由。

解 用瞬时极性法判断。

图题所示为共射电路，设从基极断开，并加入“（＋）”信号，则经变压器反馈回来的为“（－）”信号，即af＝180o，不满足相位平衡条件．不能振荡。

图题9.3.1b为共基极电路，设从射极断开，并加入“（＋）”信号，则经变压器反馈回来的为“（十）信号，即af＝360o，满足相位平衡条件，可能振荡。

图题9.3.1c为共基极电路，设从射极断开，并加入“（＋）”信号，则经L1反馈回来的信号为“（－）”，即af＝180o，不满足相位平衡条件，不能振荡。

图题9.3.1d为共射电路，设基极断开，并加入“（＋）”信号，经变压器反馈到L1的信号为“（＋）”，即af＝360，满足相位平衡条件，可能振荡。

9.3.2对图题所示的各三点式振荡器的交流通路（或电路），试用相位平衡条件判断 哪个可能振荡，哪个不能，指出可能振荡的电路属于什么类型。

解 用瞬时极性法判断。

图题 9.3.2a所示电路不能振荡。例如，设从反相端加入“（＋）”信号，则由L1得到的反馈信号为“（－）”，即af＝180，不满足相位平衡条件。

图题9.3.2b所示电路可能振荡。当石英晶体呈感性时，构成电容三点式振荡电路。例如，当从栅极加入“（十）”信号，vo为“（－）”，经与栅极相连的电容获得的反馈信号为“（十）”，即af＝360，满足相位平衡条件。

图题9.3.2c所示电路不能振荡。例如，设从反相输人端加入“（＋）”信号，则由C3获得的反馈信号为“（－）”，即af＝180，不满足相位平衡条件。

9.3.4两种石英晶体振荡器原理电路如图题9.3.4a上所示。试说明它们属于哪种类型的 晶体振荡电路，为什么说这种电路结构有利于提高频率稳定度

oooo

解 图题9.3.4a是电感三点式晶振电路。 图题9.3.4b是电容三点式晶振电路。

由于石英晶体的品质因数Q值很高，因而这种电路的频率稳定度很高，当它工作于串联谐振方式时，振荡频率的稳定度可以更高。为了不降低品质因数Q，外电路的串联电阻和石英晶体的阻尼电阻R相比，要尽可能小，图题9.3.4a上两电路符合上述要求。

第十章

10.1.1变压器副边有中心抽头的全波整流电路如图题所示，副边电源电压为 （1）试圆出v2a、v2b、iD1、v2av2b2V2sint假定忽略管子的正向压降和变压器内阻。

iD1、iL、vL及一极管承受的反向电压vR。的波形；（2）已知V2（有效值），求VL、IL（均为

平均值）；（3）计算整流二极管的平均电流ID、最大反向电压 VRM；（4）若已知 VL＝30 V，IL

＝80 mA，试计算 V2a、V2b的值，并选择整流二极管。

解（1）v2a、v2b、iD1、iD1、iL、vL及一极管承受的反向电压vR。的波形如图解10.1.1所示。

（2）负载电压VL和负载电流IL（平均值）

VL1010vLd(t)2V2sintd(t)

0.9V2ILVL0.9V2RLRL

（3）整流二极管的平均电流ID和最大反向电VRM

ID120vL1d(t)RL202V2Isintd(t)L RL2VRM22V2

（4） VL＝30V，IL＝80mA时

V2aV2bVL1.1130V33.3V 0.9此时二极管电流

IDIL80mA40mA 22VRM2233.3V94.2V

选用2CP6A

10.1.4如图题所示倍压整流电路，试标出每个电容器上的电压和二极管承受的最 大反向电压；求输出电压VL1、VL2的大小，并标出极性。 解 每个电容器上承受的最大电压

v2正半周（a端正b端负）D1导通，C1两端电压最大值为 VC12V2

v2负半周，D2导通，V2和C1两端电压一起通过D2对C2充电，C2两端电压的最大值为 VC22V2VC122V2

v2正半周D3导通，同理，C3两端电压最大值为

VC32V2VC1VC122V2

v2负半周，D4导通，C4两端电压最大值为

VC42V2VC1VC3VC222V2

二极管承受的最大反向电压VRM22V2 ac两端电压

VL1VC2VC442V2 bd两端电压

VL2VC1VC332V2

电压极性如图题10．1．4所示。

10.2.1电路如图题 10．2．1所示，稳压管Dz的稳定电压 Vz＝6 V，VI＝18 V，C＝1000 pF，R＝RL＝1KΩ。（1）电路中稳压管接反或限流电阻R短路，会出现什么现象（2）求变压器副边电压有效值 V2、输出电压 Vo的值（3）若稳压管Dz的动态电阻 rz＝20Ω，求稳压电路的内阻Ro及面Vo/VI的值；（4）若电容器C断开，试画vI、vO及电阻R两端电压vR的波形。

解（1）稳压管接反使VO降低到约为；而限流电阻R短路，IR电流过大，使IZ电流 超过允许值会使稳压管烧坏。

（2）Vo=Vz=6V,而

V2V1/1.218V/1.215V

（3）稳压电路内阻

Rorz||Rrz20

一般RL>>RZ所以

Vorz||RLrz200.0196 V1Rrz||RLRrz(110320)（4）vI、vO及电阻R两端电压vR的波形如图解10.2.1所示，其中

vIvOvR

10.2.4 电路如图题所示，集成稳压器7824的2、3端电压V32＝VREF＝24 V，求输出电压VO和输出电流IO的表达式，说明该电路具有什么作用

解 运放A接成电压跟随器，所以R1上的电压VR1＝V32＝VREF，则电路的输出电压为

R2R2VOVREF1241V R1R1IOVREF R1电路中VREF、R1一定时，该电路具有恒流作用。