摇摇
詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪
摇摇2019年第47卷第12期摇摇摇摇摇
摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇
D设计分析摇esignandanalysis詪
詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪整距绕组双凸极永磁电机槽扭矩降低方法
(1.佛山科学技术学院,佛山528225;2.广东交通职业技术学院,广州510650)
摘摇要:整距绕组双凸极永磁(FMDSPM)电机具有高空间利用率、高扭矩密度、低扭矩波动的特征。转子极宽大,产生较大而又分布不平衡的槽扭矩,槽扭矩作为电机的固有特性影响电机性能输出提升。针对该问题,通过槽扭矩计算分析,提出了圆形定子极面、重构定转子气隙结构以平衡气隙中磁阻扭矩的解决方法。分析结果显示,该方法有效降低了槽扭矩,同时消除了槽扭矩峰值分布不均匀的现象。
关键词:整距绕组;双凸极永磁;整距绕组双凸极永磁电机;等效磁路;有限元模型中图分类号:TM351摇摇文献标志码:A摇摇文章编号:1004-7018(2019)12-0029-03
周智庆1,叶树林1,龙庆文2,田摇英1
ReductionofCoggingTorqueforFull-PitchWindingDoublySalientPermanentMagnetMachine
ZHOUZhi-qing1,YEShu-lin1,LONGQing-wen2,TIANYing12.GuangdongCommunicationPolytechnic,Guangzhou510650,China)
(1.FoshanUniversity,Foshan528225,China;
tivefeaturessuchashighspaceutilization,hightorquedensityandlowrippleoftorque.However,thereexistsaninherent
Abstract:Full-pitchwindingmultiphasedoublysalientpermanentmagnetmachine(FMDSPM)possessessomeattrac鄄
largecoggingtorqueduetothewiderotorpoleface.Thecoggingtorquecreatestorquerippleandhencepreventsthesmoothrotationofthemotor.Basedontheanalysisofcalculationmodel,amethodofcircularstatorpolesurfaceandreconstrctingstatorandrotorairgapstructurewasintroducedtobalancereluctancetorqueinairgap.Finiteelementanalysisresultsshowedthatthemethodcanreducetheslottorqueandeliminatetheunevendistributionofthepeakofslottorque.entpermanentmagnet(FMDSPM)machine,magneticequivalentcircuit(MEC),finiteelementmodel(FEM)
Keywords:full-pitchwinding,doublysalientpermanentmagnet(DSPM),full-pitchwindingmultiphasedoublysali鄄
0摇引摇言
转子极宽等于定子极宽时,产生相重叠扭矩波动,因此此种电机倾向于采用宽转子极结构。然而,在大双凸极永磁(以下简称DSPM)电机由于高效转子极宽的情况下,存在较大的槽扭矩,而且由于定率、高功率密度以及结构坚固等优异特征获得了广子永磁与转子凸极的非对称关系,这种槽扭矩也呈泛的关注[1-5],关于其输出扭矩波动,在相关文献中现显著的非平衡现象,从图1(b)看到,当转子极弧得到了深入的研究,如何减小扭矩波动可以从电机宽度增加到42毅机械角度时,槽扭矩最大值增大了设计和控制两个角度出发。文献[6]对扭矩波动机
近理进行了分析,通过转矩脉动率函数揭示了引起转矩脉动的机理,进一步给出了转子斜槽等处理方法,(0.3有的特征245倍,~同时0.,影响了电机扭矩输出品质346,其扭矩峰值呈现不平衡的分布现象N·m)。显然,槽扭矩作为电机固,产生扭矩波展示了很好效果;文献[7-8]揭示了更多的极对数动,进一步导致振动和噪声,如果其频率和电机固有对改善电动机转矩脉动率非常有效;而文献[9]通频率一致,还将引起共振。随着永磁磁能增加,气隙过研究揭示了磁阻转矩与转矩脉动的关系。
减小文献[10]提出了一种整距绕组双凸极永磁(以下简称FMDSPM)电机,如图1(a)所示,FMDSPM电FMDSPM,这种电机槽扭矩具有明显的意义槽扭矩将会变得更大[6]。
,因此,处理机的结构和DSPM电机相同,但相数为两相,由于任何时刻只有一相绕组在工作,且相电流换相角度较宽,故输出扭矩品质得到了明显的改善;另一方面,其绕组电流工作模式与转子极宽存在紧密关系,当
收稿日期:2019-08-09
(a)结构示意图(b)基金项目:广东省自然科学基金项目(2014A030310448);广东詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪省教育厅高校重点平台项目
图1摇FMDSPM电机结构及槽扭矩
(转子角速度槽扭矩与转子极弧宽度1000r/min)
詪詪摇周智庆等摇整距绕组双凸极永磁电机槽扭矩降低方法
29
摇摇摇
詪詪
D设计分析摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇2019年第47卷第12期摇摇esignandanalysis詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪
詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪目前,对FMDSPM电机槽扭矩的问题尚未见诸文献,本文基于上述现状和新问题,通过槽扭矩计算模型,给出降低非平衡槽扭矩的方法,其有效性通过有限元计算方法验证。
1摇槽扭矩计算
和转子永磁式电机类似,DSPM电机的槽扭矩同样由相互运动的定转子极在永磁场的作用下而产生,随着转子的转动,发生周期性波动变化,对外不做功,属于磁阻性扭矩,唯一不同的在于DSPM电机的气隙部分不存在永磁体,由定转子铁心极面构成,
因此,槽扭矩的部分计算方法类似。忽略永磁体和
定转子铁心内的能量变化Tcog=-鄣Wair_gapc
(琢),则槽扭矩表示[11]:
-鄣[
21鄣琢
=
滋0·L·12(r2s-r2
r
)2仔G2鄣琢
乙
0
(兹)·B2(兹,琢)d兹]
式中:Wair_gap
兹),B(c兹,琢(琢))分别为相对气隙磁导函数为气隙磁能;滋0为空气磁导率(1)
;G(、磁通密度和气隙长度函数;r径;L为定转子铁心轴向长度s,rr分别为定子内径和转子外
。G2
(兹),B2
里叶展开如下:(兹,琢)傅
G2(兹)=
移¥
n=0
[GanNscos(nNs兹)+GbnNssin(nNs兹)]
詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪B2(兹,琢)=移¥
摇{B(2)
n=0
anNpcos[nNP(兹+琢)]+
周B智式中:NbnNPs,NP分别为定子槽数和转子极数sin[nNP(兹+琢)]}庆,G(3)
等摇G(1)anNsbnNs,BanNp,BbnNp为相应的傅里叶系数,由式~,整式(3),得到槽扭矩计算表达式距绕T组cog(琢)=-鄣Wair_gap:
c
(琢)=
双凸L仔极(r2
鄣琢
¥
永4滋0s-r2r)·移n=0
nNLGanNLBanNLsin(nNL琢)磁电机摇摇根据磁路法得到的气隙磁导函数[12](4)
槽ìïw:
扭矩降G(兹)=ï
ï
1摇摇兹沂éê-仔,-sùwëNúís2û胰éêë2s,N仔ùú
sû低ï方ï2g法
ï摇摇兹沂éê-wswù
îg+仔2Rs(w2s-兹)ë2,2sú
û摇摇通过对式(5)傅里叶展开N仔,得到:
(5)
詪詪30
GanNL
=4仔
N
s{乙
ws2
scos(nNL兹)d兹+
乙
w2
sg20
é(兹)cos(nNL兹)
êëg(兹)+仔2Rs(w2
s-兹)ù
ú2
d兹}(6)
û式中:NL为NP和Ns的最小公倍数;w兹)为气隙长度函数。式(4)显示,s为定子槽宽,g(数来减小槽扭矩可以通过控制。
N槽扭矩的周期为2仔/NL,L,GanNL和BanNL三个参显然,FMDSPM电机非平衡扭矩的出现是因相应位置的气隙磁能不一致所致,由于FMDSPM电机的特殊结构,也即,不考虑气隙漏磁导,转子在转动过程中,气隙总磁导为常数,定转子重合的角度始终等于单个转子极宽,当转子极宽大于定子极宽时,结合漏磁导的影响,其最大气隙磁导发生在两个定转子凸极重合角度相同的位置。在转子转动过程中,当定转子开始重合时,三个定子磁极都存在磁阻力,总的槽扭矩即为这三个磁阻力的总和,此时也为最大槽扭矩值,因此2摇非平衡槽扭矩减小
以平衡这三个磁阻力,问题解决的路径在于如何调整GanNL和BanNL,。
本设计原型机图1(a)参数:6/4极结构,转子极弧宽42毅机械角度,气隙长度0.4mm,定转子铁心轴向长度为(6),G40mm,采用铝铁硼永磁体。根据式anNL与定转子气隙变量的函数,气隙结构直接影响了单个定转子极对气隙中磁场分布,本设计采取改变气隙结构的思路,力图使气隙中各个定转子极对应的磁阻扭矩平衡。同时保持电机的基本特性反电动势形状不变,反电动势的变化将直接影响输出扭矩的品质。图2为提出的减小非平衡槽扭矩结构设计图,在定子极极面两端设计圆形极面,圆形极面由三点构成,三点尺寸成一定的几何关系,兹为点到中心的连线与定子凸极中心线之间的夹角。通过改变半径r状,在保持反电动势形状不变的情况下寻找最佳值s和角度兹两个参数就可以调整圆弧的形,
使气隙切向磁通和径向磁通之积最小,槽扭矩值和BtBn成正比例关系。
图2摇定子极设计图
3摇结果分析
图3和图4分别为调整r图。对比图1(b)未修改定子极s和兹时的槽扭矩变化
(极弧宽度42毅)的
摇摇摇
詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪状况,槽扭矩幅值得到明显的降低,rs和兹的变化明当兹=1毅时,槽扭矩幅值降到了0.1N·m以内;对rs幅值为0.11N·m。
的情况,则存在中间值,在rs+0.15mm时,其槽扭矩显地改变槽扭矩的幅值和波动程度。对兹的情况,
摇摇2019年第47卷第12期摇摇摇摇摇
摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇
D设计分析摇esignandanalysis詪
化,以检验所提出的定子极设计方法对反电动势的影响,如图7所示。反电动势幅值和形状基本没有受到影响,只有在过渡的拐点处存在些许的降低,但这可以通过开关角度调整来补偿。
图7摇设计前后两相反电动势比较(转子转速1000r/min)
图3摇兹变化时槽扭矩变化图(转子转速1000r/min)
詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪4摇结摇语
通过分析显示,本文提出的定子极面构造方法有效地消除了槽扭矩峰值分布不均匀现象,同时也明显减小了槽扭矩幅值,采用定子极面构造办法,完全可以避免转子极宽变大所带来的负面影响。本文
图4摇rs变化时槽扭矩变化图(转子转速1000r/min)
的主要贡献如下:析模型;
了有效的解决方法。
经过多次参数值组合计算,得到较优参数作为
第一,首次建立了FMDSPM电机槽扭矩计算分
设计值,图5为设计前后槽扭矩图。为了更好地对比设计结果,同时也示出了转子极宽为30毅机械角度时的槽扭矩结果。从图5可以看出,对于42毅转子极宽的设计,通过定子极面设计后,其槽扭矩幅值已经降低到30毅转子极宽槽扭矩的峰值0.13N·m以下,约等于0.11N·m(理想情况下,30毅转子极宽的槽扭矩为零)。
第二,对FMDSPM电机存在的槽扭矩现象提出以上方法也可以应用于传统的DSPM电机设计中,为FMDSPM和DSPM电机的设计提供有效的参考。后面部分的分析中,采用最优值寻找方法显得笨拙,有待于日后改进。参考文献
图5摇rs定子设计前(转子极宽30毅和42毅)和设计后(B转子极宽42毅)的槽扭矩(转子转速1000r/min)
38.t·Bn计算结果如图6所示,转子位置角度为
通密度值22毅,也就是10,当定子磁极设计后0.00637s时的气隙径向和切向磁,磁通积为4.167伊-4极弧宽度为T2,略小于转子极宽等于42毅机械角度的原型机30毅,时的磁通积磁通积为,转子
10
7.7伊-4
2
合。T进一步比较反电动势在设计前后的变
,图6的结论也和槽扭矩计算部分的分析吻
图6摇设计前后切向磁通和径向磁通
乘积比较(位置:0.00637s)
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(下转第34页)詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪摇周智庆等摇整距绕组双凸极永磁电机槽扭矩降低方法
31
摇摇摇
詪詪
D设计分析摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇摇2019年第47卷第12期摇摇esignandanalysis詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪
摇34
詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪詪摇姜摇华摇扁铜线电机交流损耗的计算方法
率下的绕组端部的每相交流电阻值,最后代入外电路Rac中进行联合仿真计算。
因为Maxwell2D中,仿真结果中的solidloss只
摇摇然后,计算负载工况下的直线部分交流损耗pbar,即可推出直线部分的AC/DC电阻系数。将绕组直线部分AC/DC电阻系数和端部AC/DC电阻系数按每相绕组直线部分和端部的长度之比,即可计算出整个绕组的AC/DC电阻系数。负载工况下(低频、中频、高频所对应的9个不同工况)仿真和实测对比结果如表1所示。通过仿真计算与实测数据的对比结果可以看出,仿真计算与实测结果偏差很小,最大相差7%。
通过实验样机测试,电枢绕组温度为60益时,得到电枢绕组在不同频率下AC/DC电阻系数,如图
是扁铜线绕组直线部分的交流损耗值,故需后处理绕组的端部交流损耗值。即:
pend=3I2rmsRac
(1)
式中:Irms为负载工况下的相电流有效值;Rac为负载工况下绕组端部的每相交流电阻。
负载工况下整个扁铜线绕组的交流损耗等于端部绕组的交流损耗与直线部分的交流损耗之和。即:
pac=pend+pbar
(2)
式中:pbar为负载工况下绕组直线部分的交流损耗值,即仿真结果中绕组的solidloss。
8所示。
4摇电机仿真和实测AC/DC电阻系数对比
负载工况下仿真计算出相电流Irms,即可计算出直线部分直流电阻损耗值
[4]
先计算出绕组直线部分的直流电阻Rdc,然后在
pbar=3I2rmsRdc
:
图8摇60益时实测AC/DC电阻系数
表1摇仿真和实测电枢绕组AC/DC电阻系数(60益)
频率f/Hz30.427.8236.1233.3233.36.5683.568026.2
仿真AC/DC电阻系数
直线部分1.00981.00941.00961.33171.34541.30493.263.19383.1676
1.00211.00211.00211.091.091.09631.47921.47911.4791端部
1.00581.00211.00561.21751.22391.20472.35502.32082.3084绕组
实测绕组AC/DC
电阻系数
1.00871.00871.00871.18301.18301.18302.19902.19902.1990
差值/%-0.29-0.31-0.663.3461.837.095.544.972.91
(3)
转速n/(r·min-1)
500500461046101350013500135004610500
转矩T/(N·m)
17068146814554010170
5摇结摇语
对于发卡式扁铜线电机交流损耗的计算,此种利用ANSYSMaxwell2D仿真计算的方法能够在较短的时间内达到工程应用的要求。当然,如果需要更精确的模型校核计算,可以考虑建立3D模型,利用配置高的工作站校核计算。此方法可以加入电源部分PWM谐波进行仿真,但没有考虑电机参数对控制器PWM谐波的影响。如需考虑其影响,则需利用Simulink搭建控制器逆变电路进行联合仿真,并需要将控制器控制策略置入其中,目前对整个电(上接第31页)
机系统的联合仿真软件还不够成熟。参考文献
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